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一、分频电路简介

在扬声器系统的设计中，由于采用的扬声器单元的物理特性所限，单一的扬声器单元难以覆盖整个可听频带，目前虽然出现了某些全频带扬声器，但一方面由于其价格昂贵而难以普及，另一方面由于其狭窄的高频指向性和受限的低频输出能力等等，使更多厂家和设计者喜欢使用两个或以上的单元，让它们工作于不同频段，然后设计出合适的分频器，让各单元协调发声。

分频器其实就是滤波器，它能输出相关频段内的信号，并尽量减少带外信号的干扰。在实际使用中分被动分频器和主动分频器，前者由于结构简单、成本便宜而被广泛使用，本文主要针对被动分频器进行讨论。

在电子技术领域，有几类滤波器的衰减特性是被预定义好的，应用于分频电路的设计中的主要包括Butterworth和Linkwitz类的，图1a、图1b是几类常用的滤波器的电压衰减特性(低通)。

除Linkwitz类外，其余方式的一3dB点被称为截止频率，在分频器设计中，通常也称分频点。Linkwitz类滤波器是为了解决采用偶次阶数的Butterworth分频器在合成的时候会出现3dB左右的峰而提出的，在分频点的电压降落为6dB。

在被动分频电路中，假如设定的负载为纯电阻，则可以根据衰减特性推导出电路结构和各元件的参数，很多文章和书刊都介绍了计算的标准公式，这里不再重述。

二、实际扬声器单元阻抗特性和分频电路工作情况

实际上，由于动生阻抗的存在和其它原因，电动扬声器单元的阻抗不会在各频率下都呈纯阻性，而呈复杂的、非线性的变化。低音单元在装箱后与不装箱时其阻抗特性也有区别。图2和图3分别是装在倒相箱Vifa P17WJ-00-08低音单元和PL27TG-35-06高音单元的阻抗曲线，它们的标称阻抗分别为8Ω和6Ω。

可以看到，单元的阻抗模值随频率的变化而变化，阻抗一相位曲线(图中的虚线)也并非保持在0。通常单元阻抗峰值左边附近呈感性，阻抗峰值右边附近呈容性。

假如按照标准公式取值，在这样复杂变化的负载下，其电压衰减特性与目标相应会相差很远，而且变得几乎不可估计。图4是按标称阻抗计算出的用于上述单元的2阶Linkwitz滤波器，接上扬声器负载后，电压衰减特性如图5、6。

结论一：在复杂的扬声器单元阻抗情况下。仅使用标准公式来取值无法得到预计的衰减特性。

因此有人提出，应使用分频点处的阻抗模值来代替计算公式中的负载电阻以获得正确的衰减特性。但此种想法没有考虑到分频点附近的阻抗并不保持恒定，因此单以该点为参考的话，分频点附近的衰减特性也得不到保证。

我们来看看具体的例子。使用相同的低音单元，设分频点为3kHz，读得此时阻抗模为13.24Ω，则图4中2阶低通Linkwitz滤波器参数为：LI=1.405mH，C1=2.003uF，考察其电压衰减特性如图7。

可见在分频点3kHz处，刚好等于理想值的-6dB(但相位无法保证)，分频点附近的特性同样无法保证。1500Hz处误差约4dB，5kHz处误差接近6dB。

结论二：在复杂的扬声器单元阻抗情况下。以分频点处阻抗模位代入标准公式来取值也无法得到应有的衰减特性。

另一部分人提出为了稳定其阻抗，应使用阻抗补偿电路以获得理想的衰减特性。我们先分析其补偿的原理：

设某一负载的阻抗z等效为一纯电阻R和电感L的串联，则其阻抗为频率的函数，阻抗z=R+iwL。有另一阻抗补偿网络由电阻R和c串联组成，并令C=L/R^2 。则该网络和负载z并联后总的等效阻抗呈纯阻性并恒等于R(证明从略)。

问题好象很简单，如果单元的阻抗完全等效为一个纯电阻和纯电感的串联，我们只要求得的电感值就可以求出了，然而实际上由于各种原因的影响不但等效的的电感分量随频率变化而变化，连等效的电阻分量也是非线性变化的(可以从图2中的阻抗模，相位一频率曲线验证)，因此就算使用阻抗补偿网络，也难以完全达到目的。

举个例子，低音单元厂家的标称音圈电感0．55mH，取等效的电阻为8Ω，计算得RC阻抗补偿网络参数如下：R=8Ω C=L/R^2=0．55×10^3/64=8．594uF。

单元在并联此补偿网络后，总的阻抗曲线如图8，可见就算使用阻抗补偿网络，也不能完全把阻抗变化的因素去掉(注：可适当调整补偿网络的参数以得到更佳的效果)。而采用补偿网络后，接合图2的低通网络得到的电压衰减特性如图9。

结论三：在复杂的扬声器单元阻抗情况下。通过选择合适的补偿网络。使用标准公式来取位会获得比较接近衰减特性。而对于高音通路的阻抗补偿会更复杂些，这是由于分频点距离高音单元的谐振频率通常较近。

三、单元的声压特性和其它影响

上面仅针对单元的电特性进行了分析。而实际上扬声器是电一力一声转换器件，最终产生的是声音并被人耳听到，因此系统的分频器设计必须以声音特性为最终目标。

由于单元在有限频带内的频响也存在许多峰谷，再加上障板效应的影响(详见笔者的《关于障板形状对单元频率响应影响的分析》一文，因此通常装箱后，单元频响在有效频带内的波动会很大。图l0为上述低音单元安装在类无限大障板的频响图(由VIFA厂家提供)，而该单元装在某箱体上的频率响应见图11(图11测量条件：采用LSPLAB软件、兼容声卡，以MLS的方式，时间窗宽度约为4ms，测量点为单元轴向l米处。由于时间窗的问题，因此低频在300Hz以下是不准确的，但对于3kHz的分频点来说，300Hz以下的影响在分频器设计中不用过多地考虑)。

可以看到，由于障板效应的影响在2kHz附近约提升5dB，而在5kHz以上单元本身存在自然衰减，这样就算使用电压衰减接近理想的滤波电路(如图9的特性)甚至是主动式电子分频器，其的声学衰减特性与预计响应还是有很大差别，图l2是采用如图9的电压衰减特性的分频器的SPL衰减特性，它与预计特性的偏差很大。

结论四：如果没有考虑障板边缘对声学特性的影响和和单元本身的SPL特性来设计分频电路。会导致最终的SPL育预计衰减特性偏差很大。这也是有些DIY爱好者在制作过程中。虽然使用了高档单元、采取了很多措施甚至使用了接近理想的电子分频器。仍觉得音色不平衡等各种问题的主要原因。

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